F.A.T. : der Technik, Konstruktion und Aufbau Thread

  • Hallo.




    In diesem Thread soll es um das Konzept der F.A.T. , und auch den konkreten Aufbau gehen.




    Fangen wir mit dem Prinzipschaltbild an:







    bzw. im Anhang mit Heizungsnetzteil.




    Wer genau hinsieht, entdeckt womöglich, daß die F.A.T. eine Fortsetzung des LiTe Konzeptes mit anderen Mitteln ist. Es geht beide Male um ein passives Riaa Filter, zwischen 2 lehrbuch-mäßigen Gain-Stufen. (LiTe: nicht-invertierender Spannungsverstärker, F.A.T. : Kathodenbasisschaltung / Anodenfolger / common-cathode-amplifier)




    In beiden Fällen stellt das Filter als Last eine Spannungs-Anpassung dar, d.h. die Lastimpedanz ist mindestens 10x größer als der Quell- bzw. Ausgangswiderstand der vorausgehenden Stufe. Mit den OpAmps und ihrer Gegenkopplung geht der Quellwiderstand quasi gegen null, bei den Röhrenstufen hier liegen die Quellwiderstände im Bereich von 3kOhm. Deswegen sind bei der F.A.T. die Bauteilwerte des Riaa Filters grob mit Faktor 7,5 skaliert (Kapazitäten runter, Widerstände rauf).




    Gruss,
    Dieter.

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  • Hallo.


    Dies hier geht hautsächlich Empfänger des Bausatzes an.


    Die Beutel-Inhalte der Sendung:


    Beutel klein: Riaa Filter
    2x 64nF Röderstein 1839 axiale MKP
    2x 22nF Evox Rifa PHE426 radiale MKP
    2x 47kohm Längswiderstand
    2x 3k3 für Shunt über 22nF
    2x 390ohm für Shunt über 22nF (3k3 in Serie mit 390ohm gleich 3k69)


    Beutel groß (I): an den Röhren
    0,6W
    2x 255ohm oder 240ohm : Kathodenbias Doppeltriode (Ecc812 etc)
    4x 100ohm : Kathodenbias Triode, 200ohm für PC86
    2x 47kohm : Eingangswiderstand. links/rechts
    4x 1kohm : Gridstopper alle Trioden, direkt an Fassung zu löten !
    2x 560kohm bzw. 4x 330kohm: Ableitwiderstand nach GND hinter dem 68nF Koppelkondensator
    2x 220kohm: Ableitwiderstand nach GND hinter dem 680nF Koppelkondensator am Ausgang
    2W oder gleichwertig
    2x 10k 2W blau oder rot : Metallfilm Anoden-R Doppeltriode
    2x 5k6 2W blau oder rot : Metallfilm Anoden-R Einzeltriode PC86
    Elkos
    2x 180µF Pana FC 180µF/25V als Kathoden-R Bypass PC86
    2x 100µF Chemicon 100µF/25V als Kathoden-R Bypass DoTrio
    Folien Kondis
    2x 68nF Arcotronics R73 KP, hinter Riaa Filter zum Auskoppeln (Ableit-R
    nach GND dann 2x330kohm oder 1x 560kohm)
    2x 680nF Röderstein 1840 MKP, hinter Doppeltriode zum Auskoppeln (Ableit-R nach GND dann 220kohm)
    LED
    1x Leucht Diode grün 3mm; z.B. mit 5k6 in Serie an die 8V zu hängen.
    Schalter
    1x Kippschalter ein-ein 1polig oder 2polig, für Doppeltriode, Pin 5 Umschaltung 6.3V 0V


    Beutel groß (II): Netzteil
    0,6W
    1x 120ohm : in der Siebkette zw. 180µF und 390µF
    1x 150ohm : in der Siebkette zw. 390µF und 680µF
    2x 470ohm : hinter den 680µF in der links/rechts Verzweigung zu den 180µF Chemicons
    2W oder gleichwertig
    2x 68k 2W hellblau : in Serie zu schalten, als Bleeder nach GND, z.B. am 680µF zu setzen
    Elkos HV
    1x 180µF Hitachi blau: 1. Elko hinter GR
    1x 390µF Pana schwarz: 2. Elko hinter 120ohm
    1x 680µF Pana schwarz: 3. Elko hinter 150ohm
    2x 180µF Chemicon braun: 4.+5. Elkos hinter jeweils 470ohm (Verzweigung)
    Elkos NV
    1x 2700 / 3300µF / 4700µF oder 2x 2200µF, 16V-25V no-name: hinter Grätzbrücke mit 4x Schottky; variierend, je nach Verfügbarkeit
    2x 100µF Samwha (?) schwarz : hinter beiden Reglern am Ausgang
    Regler
    1xL7806 : STM 6V Regler, braucht die kleine Glasdiode im GND Anschluss für ~ 6,3VDC
    1x LM2940-8 : National/TI LDO für beide PC86 in Serienheizung; braucht schwarze Plastikdiode im Ausgang, um auf 7,7VDC zu reduzieren.
    Dioden
    4x dicke SB360 oder 1N5822 Schottkydioden : Gleichrichtung am BREVE 6V Trafo
    1x kleine 1N5819 oder SB130 : in Serie zum Ausgang vom LM2940 zu schalten, für 7,7VDC
    1x Glasdiode SD101C : in Serie zum GND Anschluß vom L7806 zu setzen, für 6,3VDC
    1x Gleichterbrücke für die Gleichrichtung am 115V Trafo


    De facto kommt das Material derzeit aus >15 verschiedenen Quellen. :)


    Gruss,
    Dieter.

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  • Hallo.


    LiTe und F.A.T. verwenden ein passives Riaa Filter des Typs N1 (in der Nomenklatur von Walt Jung, dem OpAmp Papst bei Analog Devices).


    [Blocked Image: https://lh5.googleusercontent.…640/RIAA_walt_jung_LD.jpg]


    (wer die Bauteilwerte mit 1,5 skaliert, d.h. Widerstände runter, Kondensatoren rauf, gelangt zur Riaa der LiTe. Bei F.A.T. umgekehrt mit Faktor 4,7)


    Neben dieser Form des Filters gibt es noch eine zweite, die weitaus häufiger anzutreffen ist.


    [Blocked Image: http://audio.engineeringvista.…gn/Images/PassiveRIAA.JPG]


    Beiden gemeinsam ist, daß die beiden Kapazitäten idealerweise im Verhältnis 1:2,916 stehen sollten. Allerdings sind dann die nötigen Widerstands-Werte total verschieden für die zwei Topologien.


    LiTe: 470nF/160nF=2,9375 ; F.A.T. : 64nF/22nF=2,909 .


    Wer es genauer wissen möchte, lese dort ab S.13 : http://www.analog.com/library/…39-05/Web_Ch6_final_I.pdf


    Für eine Röhrenschaltung ist das Filter der F.A.T. aber schon ziemlich niederohmig. Recht häufig finden sich bei solchen Konstruktionen Wertepaare wie 10nF:3nF oder kleiner.


    Bevor ich mich zur einfachen Skalierung entschied, habe ich ziemlich lange mit dem XLS Sheet zum 'Loekie' Design des Holländers Maarten rumgespielt. Man hat da zwar mehr Freiheitsgrade, muß aber ggfls auch noch mehr Kondis matchen.
    http://westenberg-hoogendijk.nl/platenspeler/uk_index.php
    http://westenberg-hoogendijk.n…ownload/uk_index_body.php


    Später empfand ich die Beschränkung auf dieses feste Werte-Verhältnis allerdings nicht mehr als wirklichen Nachteil.


    ps: wer genau nachrechnet, wird feststellen, daß wir in der F.A.T. Riaa eigentlich einen Längs-Widerstand von ca. 46kohm bräuchten. Durch den Quellwiderstand der ersten Stufe von ca. 2k7 kam ich so zu den 43kohm der frühen Schaltplanfassung. Durch einen freundlichen Hinweis von Reinhard H. kam jedoch raus, daß da noch der Ableitwiderstand hinter dem Riaa Filter als Parallelschaltung mitmischt. (sowas lässt sich am besten unter Verwendung des sog. Kleinsignal-Ersatzschaltbildes erkennen; dazu später mehr in einem Folgebeitrag) Wenn der nämlich z.B. 12x so groß ist wie unser 46kohm Zielwert, dann reduziert er um 1/12 in der Parallelschaltung. Zur Kompensation muß also jener Längswiderstand vergrößert werden; nun sind es längs 47kohm, was in Summe mit r_i knapp 50kohm bedeutet, und in Parallelschaltung mit 560kohm dann 45,9kohm - bingo !


    pps: vom Quellwiderstand her könnte man das Riaa Filter sogar noch etwas niederohmiger machen. Es sollte auch noch mit Kondensatorpaarungen wie 82nF:28 nF und 100nF:34nF laufen, wobei letzteres dann mit einem Längswiderstand um 27kohm schon grenzwertig wäre.
    Warum niederohmig als Ziel ? - Man lädt das Filter mit mehr Signalenergie, und so wird auch mehr Energie in den Eingang der Folgestufe eingekoppelt. Rein technisch gesehen, verringert man das Rauschen. Musikalisch betrachtet, erhält man die Chance auf mehr Auflösung und Präzision.
    Wer hochohmig baut, bekommt die Chance auf das Gegenteil. ^^


    Gruss,
    Dieter.

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  • Hallo.


    Für Phonostufen spielt eine rauscharme Verstärkung - speziell in der ersten Stufe - eine große Rolle. Verallgemeinernd rauschen Trioden mit hoher Steilheit geringer als solche mit geringer Steilheit, und zwar der Theorie nach ziemlich genau im umgekehrten Verhältnis ihrer Steilheiten.
    (siehe z.B. http://www.radiomuseum.org/for…l2_288-300_noise_TEXT.pdf )


    In den eher späten Kapiteln der Röhrenentwicklung wurden für die Antenneneingänge von Farbfernsehern einerseits für Kaskode optimierte Doppeltrioden, und andererseits recht steile Einzeltrioden entwickelt. Zu letzteren zählen u.a. PC88, PC86, PC97, PC900. Nach den meisten Typen kräht heute kein Hahn mehr. Als der BTB vor etwa fünf Jahren seine Vorräte an PC86 und PC88 für 1,85€/Stück verramschte, gelangten auch mal 10 Stück zu mir. :)


    Zur Ecc812 gelangte ich, als ich auf einer für mich neuen Webseite im Onlinekatalog die Preise für übliche NOS Röhren wie Ecc88/83/82/81 durchschaute, weil die Suche nach Ecc81 auch die mir damals unbekannte Ecc812 zutage förderte. ;)
    Und die sah auf dem Papier gar nicht schlecht aus. :thumbup:


    Die anderen steck-kompatiblen Doppeltrioden suchte ich primär nach dem Muster der Pinbelegung aus: a-g-c-f-f-a-g-c-s/f_c . Zweites Kriterium waren Steilheiten von 5,5mA/V aufwärts bzw. µ-Werte von 35 aufwärts.


    Mal sehen, was wir dann so in den Datenblättern finden:
    1. PC86: Triode intended for use as grounded grid U.H.F. amplifier, oscillator or mixer for bands IV and V.
    2. ECC812: Double Triode. Amplificateur de sortie chrominance TVC.
    3. 5965: Miniature twin triode designed for use in high-speed digital computers.
    4. 6BQ7: Medium-Mu Twin Triode. For TV Tuners Using Direct-Coupled Cathode-Drive Circuits.
    (5. E180CC: Special quality double triode designed for use in computer circuits.)
    (6. 12AV7: The 12AV7 is a miniature, medium-mu twin triode for use as a radio-frequency amplifier or as a combined oscillator and mixer in VHF television receivers.)


    Einige werden vielleicht bereits erkannt haben, daß als Doppeltriode auch eine ECC88 (auch eine TV Röhre! ;) ) und ihr Russenäquivalent 6N23P passten.
    Natürlich ! :D
    Aber eigentlich wollte ich bei diesem Projekt nicht auf solch komplett ausgelutschten Pfaden wandeln... :rolleyes:


    Es gingen freilich noch mehr kompatible Doppeltrioden, darunter auch noch bezahlbare Siemens und Telefunken NOS Schätzchen. Aber DAS können wir später mal in einem Tuning+Pimping Thread diskutieren. ^^


    Gruss,
    Dieter.

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  • Hallo.




    Wenden wir uns mal dem Datenblatt der PC86 zu.




    Im nachstehenden Bild ist der Anodenstrom in Abhängigkeit der negativen (Steuer-) Gittervorspannung dargestellt. Nahe -Ug=0 wird der Anodenstrom am höchsten und die Kurve einigermaßen gerade.







    Die Geradheit dieser Kurve bzw. die Gleichmäßigkeit des Steigungs-Dreiecks delta_Ia/delta_Ug ist nichts anderes als eine konstante Steilheit.
    Im Bereich des roten Kringels ist diese nicht gegeben. Im Bereich des blauen Kringels ist alles i.O.
    Andererseits darf das Steuergitter nicht beliebig weit nahe 0Volt ausgesteuert werden, da ansonsten ein Teil des Kathodenstroms über das Gitter abfließen würde. Dann würde die Triode nicht-linear und wir müssten dann mit Leistung ansteuern. Im allgemeinen gilt der Bereich unterhalb etwa -1,3V als gitterstrom-frei. - Dort gilt leistungslose Ansteuerung. Entsprechend markiert das gelbe Rechteck den gewünschten Betriebsbereich der Röhre; der Strom ist entsprechend an der rechten Achse markiert.




    Damit läge ein interessanter Minimalstrom ungefähr bei 6mA.




    Als nächstes soll die Kurvenschar Ia=f(Ua_var, -Ug_fix) betrachtet werden.







    Ich habe durch Interpolation eine annähernde Gerade für -Ug=1,3V eingezeichnet (orange). Davon ausgehend sind drei mögliche Arbeitspunkte für einen Anodenstrom von 5,5mA (rosa), 6mA (lila) , sowie einen weiteren an der Belastungsgrenze eingezeichnet, wo die -1,3V Gerade die Verlusthyperbel schneidet (rot) .
    Dadurch wird klar, daß für einen vernünftigen Betrieb mindestens ca. 125V als Anodenspannung nötig sind. Also wird's Essig mit einem ultra-low-voltage Projekt ! ;)




    Von früherer Beschäftigung mit 230:115V Trenntrafos wusste ich, daß man da Spitzenspannungen von 180-185VDC gewinnen kann, also ginge evtl. noch was mit einem u200V Projekt. Voraussetzung wäre, daß man die Siebkette des Netzteils trotz geringem Längsspannungsabfalls noch ausreichend wirksam machen könnte in Bezug auf die 100Hz Brumm-Unterdrückung. Zum NT aber später mehr. Für jetzt gelte die Annahme, daß 160-165V an der PC86 ankommen würden.




    Das eröffnet ein Budget von rund 35V für den Anodenwiderstand. Bei knapp 6mA landen wir also bei 6kohm als Startwert. In den Normreihen finden sich 6k2 und 5k6, oder man müsste 2x 12kohm parallel schalten.




    Aber schauen wir mal, welche Verstärkungs-Kenngrößen die PC86 bei 125V/5,5mA liefern würde.







    Der orange Fleck ist der Arbeitspunkt. Davon ausgehend, zeigen die blauen Markierungen an, um wieviel der Anodenstrom ansteigt, zwischen den -Ug-Kurven für 1,0V und 1,5V. Das sind 6mA pro halbes Volt bzw. 12mA/V.
    Für die Bestimmung des Innenwiderstands habe ich 2 Steigungsdreiecke an die zum Arbeitspunkt benachbarten Kurven gelegt. Grünes Dreieck liefert 10V/2mA, rotes Dreieck liefert 20V/3mA. Also haben wir 5kohm einerseits, und 6,67kohm andererseits. Arithmetisches Mittel liegt bei 5,8kohm.




    Mit diesen Werten kann man erstmal rechnen. Zum Vergleich die Angaben aus dem Datenblatt für eine Anodenspannung von allerdings 175V.







    Da kann man 10mA/V und 6,5kohm ablesen.
    Sollte der Innenwiderstand bei 125V und 175V wirklich verschieden sein ?







    Für einen Anodenstrom von 7,5mA habe ich bei den zu 125V und 175V am nahe liegendsten Kurven Tangenten angelegt, und deren Parallelität verglichen.
    Die blauen waagerechten Linien gehen jeweils über 14,5 Kästchen -> Tangenten sind quasi parallel !




    Was die expliziten Kurven zu S und Ri bei 175V aber auch verraten: für gerade mal 1/2 mA mehr bekommen wir 1mA/V mehr Steilheit ! 8)




    Im Weiteren werde ich also mit S=11mA/V und Ri=6kohm rechnen, und einen Arbeitspunkt von 6mA anstreben. Damit läuft es für den Ra auch eher auf 5k6 hinaus.




    Den Rest zusammen gerechnet:
    6mA * 5k6 = 33,6V
    1,3V / 0,006A = 217ohm -> hmm, auf 220ohm aufrunden, oder auf 200ohm abrunden ?! -> Nehmen wir mal 200ohm, und schauen was passiert. ;)
    165V - 33,6V - 1,2V = 130,2V -> da ist noch Luft bei der Anodenspannung, auch falls doch was weniger aus der Siebkette käme. (oder der Ia ginge noch leicht rauf, über die nominalen 6mA hinaus; wäre in punkto Gitterstromvermeidung auch günstiger.)




    Verstärkung ?
    6kohm parallel 5k6 => 2k9 -> Ausgangswiderstand der ersten Stufe
    11mA/V * 2k9 = 31,9 -> Verstärkung (µ_eff) also fast 32fach. Fein, fein, fein ! :D




    Kathoden Bypass Kondensator ?
    Zielen wir mal auf 7Hz oder: 1/(2pi * 7/sec * 200V/A) = 114µF -> also 120µF aufwärts. Mal sehen, was die Surplusläden so hergeben. ^^




    Für die Doppeltriode geht das sinngemäß genauso.






    Gruss,
    Dieter.

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  • Hallo.




    Es war noch die Frage offen, wie sich der Ableitwiderstand hinter dem Koppelkondi hinter dem Riaa Filter überhaupt im Riaa Verhalten bei circa 50Hz bemerkbar macht ?




    Im sogenannten Kleinsignal-Ersatzschaltbild zur Triode entfallen alle Bauteile, die dem DC Arbeitspunkt (z.B. Kathoden-R und -C) dienen - es bleiben nur die für dynamischen Betrieb - in genau JENEM Arbeitspunkt - relevanten Größen übrig. Der DC Bias wird ignoriert.
    Der 68nF Koppelkondi ist im Hörbereich "durchsichtig" und wird durch eine direkte Verbindung ersetzt.
    Der 22nF Kondensator in der Riaa hat bei 30Hz eine Impedanz von >240kohm, und kann ggü. dem 3k7 vernachlässigt werden.
    Das Eingangsverhalten wird hinreichend durch Eingangswiderstand und Eingangskapazität (statisch + Miller) beschrieben.
    Das Ausgangsverhalten ist das einer spannungs-gesteuerten Stromquelle (Steilheit mal delta_U_ein) und ihrem AC Innenwiderstand.




    Somit ergibt sich mithin das folgende Bild.







    Bezüglich des Knotens hinter R_längs liegt der R_ableit ebenfalls quer nach GND.




    Kontroll-Rechnung für die größte Zeitkonstante:
    R_i in Serie zu R_längs => 49k8, parallel mit R_ableit => 45k7, in Serie zu R_quer => 49k6
    49k6 mal C_unten => 3176,5µsec (Sollwert: 3180µsec)




    Gruss,
    Dieter.




    Nachtrag: wem die Darstellung der Triode über eine Stromquelle fremd, und schwer nachvollziehbar vorkommt, der kann auch eine gleichwertige Spannungsquelle einsetzen, siehe z.B. http://web.eecs.umich.edu/~mmccorq/diversions/simulation/
    Der Innenwiderstand erschiene dann wieder wie gewohnt in Serie, und die Spannungsquelle als u_a = S * R_i * u_e , was letztlich nichts anderes bedeutet als u_a = µ_eff * u_e . (es hat sich in der Technik eingebürgert, die dynamischen Größen der Spannung und des Stroms mit Kleinbuchstaben darzustellen; man könnte auch delta_U_e und delta_U_a schreiben zur Andeutung kleiner Auslenkungen aus dem Arbeitspunkt)

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  • Hallo.


    Für die Dimensionierung von Koppelkondensatoren sieht man typisch zwei Verhaltensweisen: entweder recht konservativ kleine Werte oder nach dem Motto 'viel hilft viel'.


    Wenn man nicht viel drüber nachdenkt - oder simuliert - könnte man versucht sein, z.B. alle Koppelstellen auf 10Hz Grenzfrequenz einzustellen. - Das wäre eine Oktave unterhalb des Hörbereichs, und das sollte dann doch nichts mehr ausmachen. - Oder ?!


    Schauen wir mal: bei RC-Kopplung ist genau auf der Grenzfrequenz der Realteil und der Imaginärteil des komplexen Spannungsteilers gleich, d.h. es entfällt 1/QuadWurz(2) der Gesamt-Spannung gleichermaßen auf Real- und Imaginärteil. Mit 20 * log (0,707) ergibt dieses den bekannten -3dB Punkt.
    Gehen wir mit der Frequenz höher, geht der Imaginärteil umgekehrt proportional mit der Frequenz zurück, wegen X_c = 1 / (2 * pi * f), und der frequenzunabhängige Widerstand wird dominant.
    Bei 20Hz gegenüber 10Hz besteht ein Verhältnis von 1:2, und für die Vektorsumme gilt QuadWurz(2² + 1²)=2,236 . Anteilig kommt dann über den Hochpass real drüber 2/2,236=0,8944 bzw. in Dezibel: 20 * log (2/2,236) = -0,969dB , aufgerundet 1dB !


    1dB bei 20Hz mag bei einem Hochpass ja noch akzeptabel erscheinen. Aber mit jedem weiteren Hochpass im Gerät (oder System) addiert sich der Effekt.


    In der F.A.T. sind es gleich 4 Stellen, wo ein Hochpass wirkt:
    1. der Bypass-Kondensator am Kathodenwiderstand der automatischen Gittervorspannung der PC86
    2. der Gleichspannungs-Abblock-Kondensator (Koppelkondensator) hinter dem Riaa Filter
    3. der Bypass-Kondensator am Kathodenwiderstand der automatischen Gittervorspannung der Doppeltriode
    4. der Gleichspannungs-Abblock-Kondensator (Koppelkondensator) hinter der Doppeltriode, vor dem Ausgang


    Damit hätte eine generelle Auslegung auf 10Hz den Effekt einer -4dB Absenkung bei 20Hz.


    Das erscheint dann nicht mehr akzeptabel.


    Betrachten wir also Eck-Frequenzen, die - der einfachen Rechnung halber - ein ganzzahliger Teiler N von 20Hz sind. Dann ist - bei 20Hz betrachtet - der Realteil immer genau N-mal so groß wie der Imaginärteil.


    20/3=6,67 : 3/QuadWurz(3² + 1) = 3/3,1623 = 0,9487 => -0,46dB
    20/4=5 : 4/QuadWurz(4² + 1) = 4/4,1231 = 0,97 => -0,26dB
    20/5=4 : 5/QuadWurz(5² + 1) = 5/5,099 = 0,981 => -0,17dB
    20/6=3,33 : 6/QuadWurz(6² + 1) =6/6,0828 = 0,9864 => -0,12dB


    Fazit: wollte man für 4 Koppelstellen insgesamt nur eine Absenkung von 1dB bei 20Hz tolerieren, dann sollte eine untere Grenzfrquenz von jeweils maximal 5Hz angestrebt werden.


    Mit der Bestückung nach Schaltplan, und Abschluß Linestufe mit 100kohm, hätte die F.A.T. demnach einen zu erwartenden Abfall von ca. -1,3dB bei 20Hz. Das ist mit ein wenig Augenmaß von mir so gewählt.
    Angesichts der möglichen Rumpelproblematik, sollte eine Vergrößerung der Kondensatoren also gut überlegt sein.


    Gruss,
    Dieter.

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  • Völlig richtige Überlegung die eigentlich banal erscheinen, wenn man mit der Nase drauf gestoßen wird, die jedoch oft genug außer Acht gelassen wird...
    Beim Koppelkondensator am Geräte-Ausgang kommt noch dazu, daß meistens im nachfolgenden Verstärker auch noch ein Koppelkondensator sitzt. Das ist dann eine Reihenschaltung, die die wirksame Gesamtkapazität erheblich verringert (Faktor 2 bei identischen Kondensatoren -> aus 10Hz Grenzfrequenz werden dann 20Hz). Dazu kommt, daß die Eingangswiderstände nachfolgender Verstärker erhebliche Unterschiede aufweisen können. 5 Kiloohm sind genauso möglich wie 1 Megaohm. Das muß auch in der Dimensionierung berücksichtigt werden.


    Gruß
    Andreas

    Die Natur ist zwar nicht unfehlbar, doch hält sie stets an ihren Fehlern fest. (Saki)


    Optimist: "Geil, schon Mittwoch.",
    Pessimist: "Scheiße, erst Mittwoch.",
    Realist: "Noch 8252 Arbeitstage bis zur Rente."

  • Hallo.


    Wie bereits angedeutet, könnte/sollte/müsste in der Siebkette bloß ein sehr flacher Spannungsabfall statt finden. Das wäre eigentlich ein schöner Einsatzfall für eine Drosselsiebung. Aber aus finanzieller Sicht ein komplettes No-Go. :(
    Also bleibt nur RC Siebung. ^^


    Die Röhren ziehen zusammen so 25-30mA, bei einem erlaubten Spannungsabfall innerhalb der Siebkette von vielleicht 15V. D.h. die Summe der Längs-Widerstände läge gerade mal bei ca. 500ohm.
    Sagen wir mal, wir wollten 60dB Unterdrückung des 100Hz Brumms aus der Gleichrichtung. Mit 6dB/Oktave bzw. 20dB/Dekade aus 1-stufiger RC Siebung bräuchten wir dafür so eben mal 3200µF. - Das ist schon mal eine Ansage! 8|


    Das soll aber noch sparsamer und zugleich besser gehen. ;)


    Dabei hilft mir ein kostenloses Simulations-Programm von Duncanamps: das PSUD-II.


    Nach einigem Rumtüddeln kam das bereits gezeigte Netzteilschema raus; mit mehrstufiger CRCRC... Siebkette.
    180+390+680+180+180µF sind 1610µF in Summe.
    Hinter der GR Brücke zeigt die Simulation einen Spitze-Spitze Brumm von 1,25V, sowie an der PC86 mit kanalweise getrennten 180µF/470ohm Sub-Ketten dann noch einen Rest von 9,36µV !! Das ist eine Unterdrückung von über 102dB, und das mit der halben Kapazität wie eingangs befürchtet. :thumbsup:


    Das bedeutet 3,32µVeff als Restbrumm an der Eingangsröhre.


    Trioden haben ja eine bescheidene PSRR, insofern muß man da schon höllisch aufpassen.


    Gegenüber 5mV Eingangsspannung bedeuten die 3,32µV schon ein Verhältnis >63dB - weitaus höher als das Signal-Rausch-Verhältnis selbst allerbester Platten.


    Anderserseits hat die erste Stufe eine Spannungsverstärkung von etwa 30. Das bedeutet nochmals 30dB mehr für das Signal.


    Damit ist auch ein bisschen 'Luft' für Bauteile-Alterung bzw. Kapazitätsverminderung bei den Elkos gegeben. :)


    Der Entlade Widerstand ("Bleeder") ist mit 2x 68kohm in Serie veranlagt. Das ergibt eine ungefähre Zeitkonstante von rund 3-1/2 Minuten. D.h. danach sollten weniger als 70V in der Schaltung anliegen, bzw. nach 7 Minuten noch maximal 25V.
    Andererseits haben wir eine DC Heizung mit latenter Reserve in den Sieb-Elkos - damit läuft die Emission der Röhren etwas dem Ausschalten des Trafos nach, und hilft beim Entladen der Hochvolt-Elkos. Somit sollte bei gesteckten und intakten Röhren nach 5 Minuten niemand mehr eine gewischt bekommen. 8)


    Gruss,
    Dieter.

    "Ich liebe den Geruch von Napalm am Morgen... ", Colonel Kilgore alias Robert Duvall, aus "Apocalypse Now", Francis Ford Coppola, USA 1979.


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  • Hallo allerseits.


    Am Anfang aller Anfänge stand die Begeisterung für dieses phänomenale Angebot.
    http://www.pollin.de/shop/dt/N…inttrafo_MYRRA_44301.html


    Davon konnte ich mal genau 4 Stück für mich und die Betatester ergattern.


    Danach war Ebbe.


    Um aus sowas 2x 3,8V in Serie und mehr als 6,3V DC zu gewinnen, bedarf es schon manches Kniffes.


    Weder für den Myrra noch für die gleichwertigen 16VA Typen von Breve Tufvassons gibt es Aussagen zur Leerlaufspannung bzw. zum Innenwiderstand. - Also habe ich mal die Daten der entsprechenden HAHN Transformatoren angeschaut.
    Um die 7,9V findet man dort als Leerlaufspannung. Für einen Nennstrom von 2,667A also ungefähr 750mOhm Innenwiderstand.


    Die F.A.T. zieht bei Serienschaltung der beiden PC86, dann zusammen mit der Doppeltriode so 750mA insgesamt.


    Wiederum mit PSUD2 simuliert, ließen sich um 8,5VDC hinter Gleichrichtung+Siebung erwarten, solange man mit Schottkydioden anstelle Siliziumdioden (oder Standard-brücken) arbeitete.


    Damit kann man einerseits den 8V low-drop Regler LM2940-08 betreiben, als auch den herkömmlichen L7806 Standardregler (selbst wenn um 300mV hoch angehoben, wie im Falle der F.A.T.)


    Gruss,
    Dieter.

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  • Hallo allerseits.


    Bislang nicht explizit beschrieben war der Arbeitspunkt der Doppeltriode der zweiten Stufe.


    Mit den 10kOhm als Ra, den 240ohm als Rk, sowie einer Betriebsspannung von rund 165V am Anodenwiderstand sollte sich ein Anodenstrom von ca. 6mA einstellen, sowie rund 100V an der Anode.
    Für eine real anwendbare Anodenspannung ist dies ein recht niedriger Wert, und so mag es auch nicht weiter verwundern, daß die Mehrzahl der für diesen Einsatzzweck geeigneten Doppeltrioden mal speziell für Kaskoden Betrieb vorgesehen war, d.h. daß sich 200-250V auf zwei Anodenstrecken aufteilen.


    Damit kann ich den Kreis der prinzipiell geeigneten Röhren - inkl. passendem Pin-Out - heute auf folgende Liste erweitern:
    ECC812
    5965
    ECC180
    E180CC
    6BQ7
    6BZ7
    6BC8
    6BS8
    6BZ8
    6T27
    ECC189
    ECC88
    6DJ8
    6922
    6N1P
    6N23P
    12AV7


    Und mit anderen Heizspannungen:
    PCC88
    7DJ8
    PCC189
    4BQ7
    4BZ7
    4BC8
    4BS8
    4BZ8
    5BQ7
    5BZ7
    ...


    Besonders erwähnenswert mag hier erscheinen, daß 4BQ7/4BZ7 bisweilen bis runter auf 35 US Cents verhökert werden. 8)
    https://www.vacuumtubes.net/Qu…ntity%20special%20102.htm


    Gruss,
    Dieter.

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  • Hallo allerseits.


    Als Lötleiste packe ich Euch 1/3 von einer 64er (2x32) Leiste ein. Nominal werden es dann 2x20 Kontakte, mitunter aber auch bloss 2x19 Kontakte.


    Ich kann mir vorstellen, daß Ihr Euch fragt, wie man nun die Schaltung am besten darauf unterbringt; und habe mir dazu ein paar Gedanken gemacht.
    Im Grunde kann man auf 18 Kontaktpaaren so gut wie alles unterbringen. - Die 1kohm Gridstopper gehören ohnehin direkt an die Röhrenfassung.


    Im Allgemeinen erscheint es mir am geschickstesten, die Doppeltriode in der Mitte zu platzieren. Dies kann eine Reihenanordnung wie bei heiti bedeuten, oder ein Dreieck.


    Ich werde so eine Lötleisten Beschaltung mal in's Reine zeichnen, und in den nächsten Tagen hier einstellen.


    Gruss,
    Dieter.

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  • Ola


    Um einmal eine Wasserstandsmeldung zu geben.


    Nach Wechsel von einer Vielzahl von Tuben, bin nunmehr übergegangen und höre mit einem PREPRE von Leach, nach einem Tip von Papa Björn.


    Ein DL 103 er, shibatisiert, klemmt der FAT vorweg.


    Mir scheint, dass die FAT, mittels eines pegeligen Signals, ungeahnte Ressourcen besitzt. :thumbsup:



    Gruß
    Heiti

  • Tach


    Ganz einfach,..., Dieter hat oben diverse Röhren für ein rolling der FAT aufgezählt.


    Es ist also möglich, je nach Gusto, sich seine "Lieblinge" zusammenzustellen.


    Bei mir sind es


    Philips PC 86/und eine Philips Miniwatt


    TFK PC 86/PCC 88 oder PCC189, wobei Letztere dynamisch richtig geht


    Jetzt im Einspielen


    Siemens PC 86, ähnlich zur TFK, aber etwas mehr Schmelz und Grundton und ne Sperry 189er.
    Das ist dynamisch und musikalisch schon ne coole Nummer, im Vergleich zur TFK, welche sehr klar und detailliert ist.



    Ferner kann Mann ja die FAT mit einem MM betreiben, stelle aber gerade fest, dass diese nochmals zulegt, wenn der Zuspieler via PREPRE erfolgt.


    Mehr wollte ich kryptisch nicht darlegen. Ich denke, wenn die ersten FAT laufen, kann man sich über die verschiedenen Röhren hinlänglich austauschen.


    Will aber doch darauf hinweisen, dass so ein PREPRE vorwech, noch einen klanglichen Schub geben kann. So dass auch die Analogis, welche MC präferieren, die FAT trotzdem ins Kalkül ziehen sollten.



    LG
    Heiti