Vielleicht ein DIY Projekt: noch eine Vorstufe

  • Woher kommt eigentlich diese "Angst" vor Kondensatoren im Signalweg? Bei den ach so hochgelobten Röhrenverstärkern wimmelt es nur so von Kondensatoren und das scheint kein so großes klangliches Thema zu sein. Für Douglas Self ist ein Kondensator am Eingang die beste Lebensversicherung für MC-Tonabnehmer. Und man belastet seine Schaltung gar nicht erst mit tieffrequentem Müll. Und am Eingang sind die Spannungen noch klein, Verzerrungen durch den Kondensator also kaum ein Thema.

    Das wurde in den 80ern in der Hifi-Presse aber auch gelegentlich in

    Elektronikzeitschriften als Allheilmittel angepriesen. Ist wie bei etlichen

    anderen Hifi-Mythen halt immer noch in vielen Köpfen drin dass

    Kondensatoren etweder superteuer oder gar nicht vorhanden sein

    sollen.

    Das ist das wahre Wunder der Technik, daß sie das, wofür sie entschädigt, auch ehrlich kaputt macht.


    Karl Kraus

  • Stimmt, 1% ist natürlich besser als 3% - ich war aufgrund einiger (wahrscheinlich veralteter) Artikel die ich gelesen hatte davon ausgegangen, dass 1% typen gar nicht ordentlich verfügbar seien. Stimmt aber gar nicht hab ich gerade gesehen. Dass die jetzt 1,10 Euro kosten statt die 0,70 Euro für die 3% Typen von Panasonic ist für ein DIY Projekt ja total Wumpe. Wenn ich jetzt Tausende davon Bauen würde, müßte sich da vielleicht jemand sorgen drüber machen :-) - Da spielen Versandkosten fast eine größere Rolle :-)

  • Arkadin: Oh ja, diese ganzen Mythen. Müsste man mal sammeln, gäbe bestimmt ein ziemlich dickes Buch (bzw. eine ziemlich große Datei (wir sind ja in den 2000ern ;) ).

    Um sich ein Teilchen zu sparen wird oft Aufwand an anderer Stelle betrieben. An gewissen Stellen macht es natürlich Sinn, aber nicht immer.


    Einen schönen ersten Advent noch

    Micha

    1: YBA Gala, YBA 1 vor/end/MC-module , McIntosh MR78, YBA CD2, DIY Phonostage, Oracle Delphi 5/SME5/Benz Micro Ebony TR, Accuphase T103, Isoda HZ20D/HA08/HC05, 2: YBA Intégré, YBA CD Integré, Harbeth LS3/5a, PW: Loricraft PRC-3

  • Na ja Leutchen....


    Diese "blos keine Kondis im Signalweg !" Panik mag daherrühren, dass ELKOs (ggf. ohne Vorspannung) im Signalweg häufig als klanglich und elektronisch nachteilig eingeschätzt werden und das vielleicht "der Einfachheit halber" auf alle Kondis erweitert wurde. Unzulässige Vereinfachungen passieren ja häufiger ;):/


    Grüße,

    Winfried


    Edit rief gerade noch rüber: "In jeder LS Weiche sind doch böse Kondensatoren im Signalweg!"

    Die schlimmsten Geiseln der Menschheit sind nicht Krankheiten und Katastrophen, sondern menschliche Dummheit, Angst und Gier!

  • Ich versuch mal das Rauschverhalten für die drei In-Amps auszurechnen...


    für R=750Ω und L=450 mH haben wir für 1kHz X=2827Ω dann ist die Impedanz Z=2925Ω sagen wir mal gerundet Z=3k

    Damit müssen wir dann das Stromrauschen multiplizieren (U=R*I) das ist dann für

    - THAT1512: NI = 3000 * 2E-12 = 6nV/rtHz, dazu dann NV = 1,4 nV/rtHz Spannungsrauschen und den Gain-Widerstand muss man auch noch mit Einrechnen :NG = sqrt(0,1)*4nV/rtHz=1,3 nV/rtHz.

    Zusammen für den Eingang dann sqrt(NI^2+NV^2+NG^2) = 6,3 nV/rtHz

    Das wird dann verstärkt und die RIAA kommt noch dazu aber das ist ja immer gleich, egal welchen In-Amp wir nehmen - reicht also zum Vergleichen. Gleiches gilt für das Rauschen des Tonabnehmers an sich, das ist ja auch immer gleich.

    - AD8220: NI = 3000 * 1E-15 = 0,003 nV/rtHz; NV = 14 nV/rtHz; NG = 4 nV/rt/Hz (RG=1k); N = sqrt(0,003^2 + 14^2 + 4^2) = 14,6 nV/rtHz


    -AD8421: NI= 3000 * 200E-15 = 0,6; NV = 3 nV/rtHz; NG = 1,7 nV/rtHz (200R); N = sqrt(0,6^2 + 3^2+1,7^2) = 3,5 nV/rtHz


    der AD8220 wäre demnach also am schlechtesten obwohl er das geringste Stromrasuchen hat, weil das 14 nV/rtHz Spannungsrauschen da dann dominiert und der relativ hohe Gain-Widerstand auch noch etwas dazu beisteuert.

    Der THAT1512 hat dann 43% des Eingangsrauschen des AD8220 und der AD8421 hat 24% davon.


    In der Simulation hab ich am Ausgang (spot-noise, 1kHz):

    - AD8220: 3,8 uV/rtHz

    - THAT1512: 1,2 uV/rtHz (32%)

    - AD8421: 1,0 uV/rtHz (26%)


    Das kommt also tatsächlich größenordnungstechnisch mit den Erwartungen aus den Eingangswerten hin.

    Der INA163 mit 0,8 pA/rtHz Stromrauschen und 1 nV/rtHz Spannungsrauschen ist da natülich noch etwas besser.

    MM-Systeme die einen Höheren Widerstand haben (zB. die ATVM95x Systeme mit 2k8) profitieren natürlich noch mal stärker von den In-Amps mit dem geringeren Stromrauschen.

    Mit dem AD8421 oder INA163 werd ich dann wohl mal weiter überlegen, wobei INA163 optimal scheint... zumal der AD8421 auch zZ nicht gut zu bekommen ist

  • Hi,

    oft ist ja zur Sicherheit ein Koppelkondensator im Ausgang und im darauf folgenden Gerät einer im Eingang. Das "halbiert" die Grenzfrequenz. Deshalb habe ich, als ich meine Vorstufe revidiert habe, einen der beiden Ausgänge direkt gekoppelt. Da heißt es dann: "Drum prüfe, wer sich ewig bindet."


    Ich hatte mal die beiden Sony TAE86B und TAE88B gleichzeitig. Letztere direkt gekoppelt und viel aufwändiger gebaut. 1000DM vs. 3000DM Listenpreis 1980. Behalten habe ich die kleine, weil die leichtfüßiger klang. Geschmackssache. Für mich die Erkenntnis, dass mehr und teurer nicht immer besser sein muss.


    Allerdings würde ich sagen, dass jeder Koppelkondensator, den man weglassen kann, eine gute Sache ist.

    Entspanntes Hören, Frank


    ] Vorhandensein von Musik - Zuhandensein von Klang [

  • Diese "blos keine Kondis im Signalweg !" Panik mag daherrühren, dass ELKOs (ggf. ohne Vorspannung) im Signalweg häufig als klanglich und elektronisch nachteilig eingeschätzt werden und das vielleicht "der Einfachheit halber" auf alle Kondis erweitert wurde. Unzulässige Vereinfachungen passieren ja häufiger ;):/

    Das steht halt leider nicht in der Audio und so sind dann halt alle

    Kondensatoren böse, ein Schicksal welches sie mit Schaltnetzteilen

    und etlichem anderen teilen.

    Das ist das wahre Wunder der Technik, daß sie das, wofür sie entschädigt, auch ehrlich kaputt macht.


    Karl Kraus

  • So, hier ist der ganze Hobel mal umgesteckt auf einen INA163 als In-Amp und Aktive RIAA nach Lipshitz. (Mit Hilfe von Andrew Russels Excel Tool)

    Die Verstärkung teilt sich jetzt in 24 dB über den INA163 und 20 dB über den OPA1641 mit 20dB also 44 dB insgesamt.


    Screenshot 2021-11-28 at 22.58.05.png


    Auskopplung jetzt erstmal per Kondensator, den Servo würde ich wohl noch wieder an der 2. Stufe mit anhängen, dann gibt es, wenn man das (!!! ;-)) Low-Cut Filter nicht in den Ausgang schaltet immer noch die Möglichkeit eines quasi Kondensatorfreien Signalpfades.


    Ich muss jetzt erst mal die Abweichung der RIAA Kurve bestimmen die ich mit den Komponenten die als 0.1% (R) bzw 1% (C) Abweichung verfügbar sind gut genug hinkomme...


    LG

    Lars

  • Hi,


    R6/C9 dienen dazu den Fehler in der RIAA Entzerrung durch U3 auszugleichen (Gain Term 1+X statt X).

    Das Netzwerk allerdings als 2120Hz Netzwerk vor U3 gesetzt beseitigt das Problem ebenso, erlaubt aber gleichzeitig auch noch das Rückkopplungsnetzwerk um eine Zeitkonstante zu vereinfachen und der nichtinvertierende Eingang von U3 sieht deutlich geringere Pegel im Hochtonbereich.

    Zudem kann das 2120Hz Netzwerk einfach modifiziert werden um z.B eine Umschaltung auf RIAA-Neumann mit aufzunehmen.

    Rauschmäßig ist es vorteilhaft viel Verstärkung in die erste Stufe zu legen ... und die INAs können das.

    Der INA103 und 163 haben um 100x ihr Verstärkungsoptimum.

    Mit 20dB Verstärkung von U3 ist man schon im Eingangsempfindlichkeitsbereich für MCs -was die mögliche Flexibilität einer solchen Phonostufe aufzeigt.

    Für ein reines MM Konzept würde ich jedoch die Verstärkung von U3 durchaus um 10dB verringern und die des INA 10dB nach oben anpassen.


    jauu

    Calvin

    ..... it builds character!


    gewerblicher Teilnehmer

  • Na, so richtig komme ich mit der RIAA Kurve da noch nicht auf einen grünen Zweig.

    Ich hab das ganze noch mal mit 14 dB Gain (5x) in der zweiten Stufe gerechnet. Erst mal die genauen Komponentenwerte Übertragen...

    Screenshot 2021-11-29 at 10.50.00.png


    Screenshot 2021-11-29 at 10.59.09.png

    In der Simulation hab ich dann für 1 kHz etwa 3 dB ich muss also 11 dB zu den Werten aus dem Excel Tool hinzurechnen. In Excel wird für 20kHz dann -5,64 dB erwartet. Ich komm da aber auf -10,7 + 11 = 0,3 dB. Da bin ich dann also schon fast 6 dB daneben. Bei 10 kHz komm ich auf 2,8 dB statt erwarteten 0,25 dB...

    Das ist irgendwie noch Murks.

    Bei den Frequenzen < 1kHz passt es ganz gut.

    Einmal editiert, zuletzt von ZackPlonk ()

  • Das Netzwerk allerdings als 2120Hz Netzwerk vor U3 gesetzt beseitigt das Problem ebenso, erlaubt aber gleichzeitig auch noch das Rückkopplungsnetzwerk um eine Zeitkonstante zu vereinfachen und der nichtinvertierende Eingang von U3 sieht deutlich geringere Pegel im Hochtonbereich.

    Zudem kann das 2120Hz Netzwerk einfach modifiziert werden um z.B eine Umschaltung auf RIAA-Neumann mit aufzunehmen.

    Das scheint dem Ansatz von Baxandall ähnlich:


    Screenshot 2021-11-29 at 13.17.40.png


    Allerdings ist dort R4/C2 auch hinter dem OpV und Andrew argumentiert, dass dadurch das Overloadverhalten im Hochtonbereich halt schlechter ist.

    Dein Vorschlag, R4/C2 einfach nach vorne zu verpflanzen löst das ja eigentlich - jetzt frage ich mich warum Baxandall da nicht drauf gekommen ist :/


    Meine Überlegung: wenn die RIAA-Stufe direkt am Tonabnehmer hängt, dann soll der natürlich nicht die Impedanz von R4/C2 sehen... also muss der hinten angehängt werden. Wenn da aber eh erst mal der In-Amp dazwischen hängt ist das ja egal...

  • Hi,


    ... weil Baxandall vermutlich nur eine einzige verstärkende Stufe einsetzen wollte.

    Für MM reicht ein OPA ja auch völlig aus. Und dann ist es im Sinne der Übersteuerungsfestigkeit sinnvoller die Entzerrung komplett in die Gegenkopplung zu nehmen und anschließend nur noch einen kleinen HF-Tiefpass zu setzen um den 1+X Gain-Fehler zu beseitigen .... wobei es durchaus diskutabel ist, ob dieser kleine Fehler überhaupt der Korrektur bedarf .... in vielen kommerziellen Designs wird jedenfalls auf das HF-Filter verzichtet ohne daß die Welt unterging ;)


    jauu

    Calvin

    ..... it builds character!


    gewerblicher Teilnehmer

  • Lars,


    wenn Du bei der Variante mit den beiden in Reihe geschalteten RC-Gliedern bleibst musst Du erst einmal schau´n dass C1/C2 =3,6 ist. Also z.B. C2=0,1 µF und C2=0,33µF||0,033µF (wenn ich mal nur E6-Werte nehme), Dann wird R2=750 Ohm und R1=8,83 kOhm (theoretisch, der nächste E96-Wert wäre 8,87kOhm).


    Bei den anderen Entzerrungsvarianten ist die Dimensionierung natürlich wieder anders (siehe St. Lipshitz). Man darf das nicht alles in einen Topf werfen und auch nicht einfach daran denken dass sich die 3 RIAA-Zeitkonstanten 3180µs, 318µs und 75µs direkt in den RC-Kombinationen wiederfinden. Das tun sie nicht.


    Viel Spaß

    Micha

    1: YBA Gala, YBA 1 vor/end/MC-module , McIntosh MR78, YBA CD2, DIY Phonostage, Oracle Delphi 5/SME5/Benz Micro Ebony TR, Accuphase T103, Isoda HZ20D/HA08/HC05, 2: YBA Intégré, YBA CD Integré, Harbeth LS3/5a, PW: Loricraft PRC-3

  • ohje, blöder Zahlendreher. So wäre es korrekt:

    C1 0,33 µF parallel 0,033 µF parallel mit R1 8,87 kOhm (für die 3180 µs)

    C2 0,1 µF parallel mit R2 750 Ohm (für die 75µs)

    Ohne Bauteiletoleranzen und sonstige Schaltungseinflüsse besser als 0,1 dB.

    Ist halt Montag und schon spät ...

    1: YBA Gala, YBA 1 vor/end/MC-module , McIntosh MR78, YBA CD2, DIY Phonostage, Oracle Delphi 5/SME5/Benz Micro Ebony TR, Accuphase T103, Isoda HZ20D/HA08/HC05, 2: YBA Intégré, YBA CD Integré, Harbeth LS3/5a, PW: Loricraft PRC-3