Hallo Klaus,
der Verstärker lebt davon, dass ganz bewusst der Frequenzgang verbogen wird. Der Hochtonbereich wird mit R1 10k und C1 330p abgesenkt. Der Tieftonbereich mit C2.
Ohne Gegenkopplung hat der Verstärker damit dann den als "Loop Gain" bezeichneten Frequenzgang:
R1 und C1 hätte ich spontan als Maßnahme gegen Schwingungen bei geschlossener Gegenkopplung gesehen. Das sieht man oft in Verstärkern in ähnlicher Form.
Grüße
Jörg
radiobastler In deinem "entrümpelten" Schaltplan sind noch die 2 lokalen Gegenkopplungen drin. Nach deiner Beobachtung hast du ein stabiles Verhalten mit weniger Stufen erreicht. 
Das allerdings die Originalschaltung schwingt, nachdem Amplitude89 die äußere Gegenkopplungsschleife geöffnet hat, war für mich überraschend. Meist is es ja umgekehrt. Es schwingt meistens, wenn man die Gegenkopplungsschleife schließt.
Der Schaltplan ist von der Webseite normenkoren.com. Da gibt es auch viel zum Thema Simulation. Meine Simulationsmodelle für Röhren basieren auf dem Modell, welches dort erklärt wird, plus kleinere Modifikationen.
Von: normenkoren.com
Die alten Vorverstärker Dynaco PAS3 z.B. hatten die Klangregelung auch in der Gegenkopplung. Das kann man an dem Schaltplan oben sehen.
Man kann das auch rein passiv zwischen zwei Verstärkerstufen oder vielleicht sogar direkt im Eingang des Verstärkers machen. Das verursacht wahrscheinlich mehr Rauschen.
Das ist also schon legitim, es in der GK zu machen. Mit einem Schalter paralell zum Widerstand ist es einfach wieder aufzuheben. Vielleicht besser, wenn der Verstärker aus ist.
Grüße
Jörg
Das ist ja wirklich interessant. Der Kathodenkondensator liegt mit der Primärinduktivität des Ausgangstrafos in Reihe, was eine Art Schwingkreis ist. Die Eigenfrequenz wäre dann:
f0=1/(2*pi*wurzel(10H*2200E-6F)=1,1Hz.
Die Grenzfrequenz von Kathodenkondensator (2200u +- Toleranz ?) und Widerstand liegt dann mit f=1/(2*pi*120Ohm*2200E-6F)=0,6Hz nicht weit entfernt.
Vielleicht schaukelt sich da eine schlecht gedämpfte Schwingung auf? Der 120 Ohm Widerstand wird dann nicht soviel dämpfen. Mit GK scheint das aber im Griff zu sein.
Du hast die Grenzfrequenz auf 6 Hz verschoben. Damit fließt bei 1,1 Hz schon mehr Strom durch den Widerstand als durch den Kondensator und es dämpft. Das wäre mein laienhafter Erklärungsversuch auf die Schnelle.
Passt das mit der Bassanhebung jetzt für dich?
Grüße
Ich bin jezt
deswegen dachte ich, ich teste mal einen Kondensator in Reihe zu dem 56k Widerstand der „über alles gegenkopplung“ glaube so in etwa betitelt man diese.
Somit habe ich bei tiefen Frequenzen durch den erhöhten Widerstand des C‘s ja eine geringere gegenkopplung. Das ganze funktioniert für mein Gehör sehr gut nur leider passiert es nun das der Verstärker beim ausschalten des Eingabegerätes (dadurch wird ein „Blobb“ Signal wiedergegeben) ins schwingen kommt.
Kommt das durch die phasenberschiebung die vom Kondensator verursacht wird?
Schade wäre auch zu einfach gewesen
Bin jetzt nicht der Elektroniker, aber wenn ich deine Schaltung (C in Reihe mit den 56K) richtig verstanden habe, hast du dann bei sehr niedrigen Frequenzen keine Gegenkopplung. Das wären dann ca. 15DB Bassüberhöhung.
Sowas wäre etwas besser. Mit dem R10 steuerst du die Stärke der Überhöhung und mit C6 ab wann die Überhöhung nachlässt. So hast du auch wieder einen Gleichstrompfad in der Gegenkopplung.
Die Schwingneigung konnte ich jetzt nicht nachstellen. Wie groß ist der Kondensator? Der Blobb könnte durch das Aufladen des Kondensators kommen.
Die fehlende Leistung bei niedrigen Frequnezen durch die geringe Induktivität des Trafos bekommst du aber nicht kompensiert.
Viele Grüße
Jörg
Hallo Amplitude89,
du hast uns eindrücklich bewiesen, dass Frequenzgang und Leistungsbandbreite 2 unterschiedliche Dinge sind. Der Frequenzgang wird ja bei kleiner Leistung gemessen, und geht sicher viel tiefer runter.
Ich danke auch für deine Demonstration, was diese Werte in der Praxis tatsächlich bedeuten.
Wenn man einen anderen, dickeren Übertrager einbauen würde, ist bestimmt die Phasenreserve der Gegenkopplung zu prüfen, damit man keinen Oszillator baut.
Viele Grüße
Jörg
Hallo Leute,
Ich wärme mal den Thread wegen einer Literaturanfrage wieder auf.
Ich habe in der Vergangenheit durchaus Artikel von Linear Audio gekauft (z.B. Best Pentode). Leider nicht den über den MTA. Nun ist die Webseite "passiv" geschaltet. Es gibt keine Artikel mehr. Jan Didden betreibt scheinbar keine Webseite mehr.
Hat jemand eine Idee, wie man an die beiden Artikel von Frank Blöhbaum kommt oder wo man die erwerben kann?
Viele Grüße
Jörg
Danke Euch. Ihr habt einem alten Mann mit schwachen Augen geholfen 
Ich denke das mit der schlechten Signalqualität bei 50 Hz ist durch den Ausgangstrafo zu erklären. Das vereinfachte Ersatzmodell des Ausgangstrafos bei niedrigen Frequenzen ist ja eine Spule mit dessen Primär-Induktivität von 9,5H parallel mit dem Lastwiderstand von nominell 2500 Ohm. Bei ca. 40 Hz ist die Impedanz der Spule gleich dem Lastwiderstand.
Die Röhre muss also bei niedrigen Frequenzen deutlich mehr Strom für die gleiche Ausgangsamplitude liefern als bei 1000Hz, wo die die Spule ja eine sehr viel höhere Impedanz hat. Das kann die Endröhre aber nicht und verzerrt das Ausgangssignal. Die Gegenkopplung versucht das zu korrigieren indem die Endröhre mit einem vorverzerrten Signal angesteuert wird. Das Ausgangssignal wird nun komplett runiert.
Ich habe das vereinfacht mit der Simulation nachgestellt. Quantitativ ist das sicher nicht exakt wie das Original aber qualitativ kann man das schön darstellen.
Hier mal das Ausgangssignal bei 1000Hz und 8Ohm:
Das sieht noch ganz i.O. aus. Nun das ungefähr gleich große Signal bei 50 Hz.
Die Endröhre wird schon in die Begrenzung getrieben. Also ein Trafo mit mehr Induktivität würde bestimmt eine etwas größere Amplitude bei z.B. 50Hz erlauben, als der jetzige Trafo. Die Treiberschaltung ist nach meiner Meinung nicht schuld an diesem Problem. Die liefert ja die Ansteuerung ohne Begrenzung.
Hier sind auch schnell die Grenzen des Eintaktsystems erreicht. Geht die Endröhre an einem der beiden Enden in die Begrenzung macht es die Gegenkopplung eher noch schlimmer.
Viele Grüße
Jörg
P.S. Ich hätte den Kampf mit dem Bilderimport beinahe verloren.
Nochmal eine Frage an Amplitude89: Sehen wir auf deinem Oszilloskop eine Amplitude von über 10V bei 50Hz? An einem Lautsprecher (komplexe Last)? Ich erkenne die Skalierung nicht 100%zentig.
Viele Grüße
Jörg
Hallo Amplitude89 ich finde die Skalierung auf deinem Scope nicht heraus.
Zeit 5ms und Spannung?
Hier nochmal Bezüglich der Tieffrequenz-Überhöhung:
Das wäre der Frequenzgang der Simulation mit dem Buckel bei ca. 4Hz am 4Ohm Ausgang:
Das wäre Amplituden- und Phasenverlauf der GK-Spannung:
Die Amplitude kreuzt mehrmals die 0DB-Linie erreicht aber die 180° Verschiebung erst bei ca. 0,5Hz und ca. -12DB.
Viele Grüße
Jörg
Ich gehe davon aus, dass es BTB um einen möglichst großen Anodenwiderstand ging, was zu einer großen Spannungsverstärkung führt. Das geht nur mit einem niedrigen Anodenstrom. Der Preis sind Verzerrungen, die aber bei der geringen Aussteuerung der ersten Stufe nicht so schwer ins Gewicht fallen werden.
Da man ja diese hohe Eingangsempfindlichkeit (Ich schätze ca. 0,65V Amplitude) bei einer Endstufe nicht benötigt, ist die Idee von Radiobastler, Verstärkung gegen Linearität zu tauschen, natürlich legitim.
Die Messung von Amplitude89 sieht ja auffällig aus. Wenn es bei Radiobastler bei gleicher, niedriger Frequenz besser aussieht (ist es so?), kann es ja nicht der Trafo oder die Endröhre sein. Vielleicht wäre es eine Option die Gegenkopplung aufzutrennen, und das Signal über die einzelnen Stufen zu verfolgen.
Übrigens:
Mit meinem Verdacht die Schaltung würde im tiefstfrequenten Bereich zur Instabilität neigen, lag ich falsch. Das Gegenkopplungssignal zumindest in meiner Simu hat genug Phasenreserve. Ich hatte übersehen, dass der Kondensator, der paralell zum Kathodenwiderstand der Endröhre liegt, die Phase in die andere Richtung als die Hochpässe verschiebt. Die GK wird ja oberhalb dieses Widerstandes abgegriffen. Vielleicht schaffe ich demnächst, die Plots hier einzustellen. Die Schaltung scheint ziemlich "ausgefuchst" zu sein.
Hallo Stephan,
bei Rund 150V Anodenspannung und -2V Gitterspannung gibt die Kennlinie etwas mehr als 0,5 mA an.
Das passt doch ganz gut zum Schaltplan. Die Röhren scheinen also konform mit der Kennlinie zu sein. ECC83 wurden ja auch oft mit wenig Strom und große Widerstängen gefahren, um viel Spannungsverstärkung zu bekommen.
Mit deiner Berechnung hast du sicher eher Richtung Linearität optimiert.
Ich habe aus Interesse versucht die Schaltung zu simulieren. Die gesamte Gegenkopplung liegt für das Simualtionsmodell bei ca. 25DB. Dafür benötigt man dann viel Verstärkung. Das ergibt einen geringen Ausgangswiderstand für den Betrieb mit nicht Impedanz linearisierten Lautsprechern (in >99% der Fälle?). Direkt verdammen würde ich die Schaltung also nicht.
Schwachtpunkt ist bestimmt der Ausgangstrafo. Der hat primär ca. 9,5H und wird vom Hersteller als General Purpose und nicht Hifi bezeichnet. Daher vielleicht die von Amplitude89 bemängelte Basswiedergabe.
Ein Punkt sind noch die vielen Hochpässe (3) innerhalb der äußeren GK-Schleife. In der Simulation ergibt sich eine Resonanzspitze bei sehr tiefen Frequenzen (<5Hz). Da ist die Schaltung wohl so eben noch ohne Schwingung. 
Warum wahrscheinlich diese Röhrentypen ECL84 und nicht z.B. eine ECC832 von JJ verwendet werden, hat Köter ganz einleuchtend erklärt. NOS-Markenware für einen schmalen Euro.
Grüße Jörg
Hallo radiobastler und Amplitude89,
Ich habe herausgelesen, dass euch die Daten für den Triodenteil der ECL84 fehlen.
Im Datenblatt der PCL84 gibt es Triodenkennlinien. Der Arbeitspunkt des Triodenteils scheint im Schaltplan und den Kennlinien übereinzustimmen.
Der Strom ist mit ca. 0,7mA allerdings sehr gering.
Triodenkennlinien für den Penthodenteil gibt es da auch nicht.
Viele Grüße
Vielleicht den meisten bekannt:.
Hier sind auch ein paar Messungen von beliebten Röhren zu finden:
Hallo Rainer,
Ich habe mich etwas abgemüht um in LT-Spice ein Modell der PCF802 für die Kurven Ia und Ig2 zu erstellen. Das kann ich zur Verfügung stellen. Ohne Gewähr, ist klar. Das läuft wahrscheinlich auch mit anderen Spice-Programmen. LT-Spice oder auch Switcher CAD genannt ist gratis. Die paar Bauteile der Schaltung bekommst du schnell angeordnet.
Wichtig ist nur das Modell der Röhren in dem von dir benutzten Programm zu testen, in dem du die Kurven plottest und mit dem Datenblatt vergleichst.
Grüße
Jörg
Hallo Dieter,
ich wäre auch gerne dabei.
Grüße
Jörg
Da meine Bastelei eine aktive Entzerrung hat, musste ich auch etwas tiefer einsteigen. Mittlerweile habe ich die Berechnung für einige Entzerrungen (aktiv und passiv) in einer EXCEL-Datei abgelegt.
Bei Bedarf kann ich die gerne zur Verfügung stellen. Ich bin nicht "vom Fach" und habe daher keine berufliche Verwendung dafür und kann die bedenkenlos weitergeben.
Grüße Jörg
Hallo Dieter,
Also die RIAA-Kurve hast du bestimmt exakt ausgerechnet.
Bezüglich des Rauschens sind andere (Röhren-)Verstärker vermutlich schlechter. Alleine unüberbrückte Kathodenwiderstände bringen Rauschen mit. Und wenn die dann noch jenseits von 2K (ECC83) groß sind.... Deine Schaltung ist ja recht niederohmig. Das muss doch einen Vorteil bringen.
Oder meintest du mit jenseits von gut und böse: Unter Röhrenverstärkern top
Leider beinhalten die Röhrenmodelle keine Simulation des Rauschens. Vielleicht setzt man einfach als Gridstopper 1kOhm mehr ein und hat dann so etwas wie einen equivalenten Rauschwiderstand.
Ich hab einen Röhrenpre ähnlich Audio Research SP3/SP6 (aktivve Entzerrung, 3-stufig, schöne Rechnerei) seit 30-Jahren in Betrieb. Durch die Gegenkopplung ist er aber langzeitstabil. Große Widerstände und nicht überbrückte Rks. Der ist im Rauschen sicher schlechter als der FAT.
Die SP6 original hatte nur 50-fache Verstärkung. Die FAT ist schon ausreichend laut.
Die Kurven für die ECC189 waren echt widerspenstig. Das würde mich eher von dieser Röhre abschrecken. Aber wenn das eh in den Abtastverzerrungen untergeht...
Bei meinem sind die Schalter jetzt durch. Ich denke, ich werde die FAT mal probieren. Die kann das gleiche wie andere mit einer Stufe weniger.
Falls du also irgendwann wieder eine Version auflegst, wäre ich gerne dabei.
Viele Grüße
Jörg
Vergleicht man die FAT mit dem bekannten RCA-Verstärker, fallen die höheren Impedanzen auf und die Röhren ECC83/12AX7. Hier habe ich ein Simulationsmodell der 12AX7 von Duncan Amplification verwendet.
Bei 5 mV Eingangsamplitude mit 1KHz gibt es hier 600 mV Ausgangsamplitude. Die Verstärkung ist also deutlich höher. Die Verzerrung liegt bei 0,06% bei der hohen Abschlussimpedanz. Im Vergleich ist das aber nicht schlecht, weil ja auch die Amplitude am Ausgang ca. doppelt so hoch ist.
Die angeblich zulässigen 180pF am Ausgang verträgt er aber nicht gut. Es gibt einen Höhenabfall von ca. 2 DB, der ohne die Kapazität nicht vorhanden ist.
Ohne 180pF:
Mit 180pF:
Der „Alte“ ist zwar lauter aber nicht so praxistauglich bezüglich des Abschlusses. Schließt man den mit 50KOhm ab, verliert er an Verstärkung und die Verzerrungen gehen hoch. Der FAT hat mehr im Ärmel. Nach meinem Stand benimmt sich der FAT in der Simulation wie geplant.
Sicher kann man mit dem Konzept auch endlos herumspielen: Entzerrung 2-stufig mit dem nachfolgenden Poti als Teil der Entzerrung, aktive Entzerrung……
Viele Grüße
Jörg
